由仿真结果，可以发现输出信号的幅值已明显超过原仿真值，即验证以上猜测是真实存在的。同样的道理，假如当信号频率过低时，该电路就不能够对其进行信号放大（这其实就是高通滤波的原理）。

2、三极管的放大－有偏置电压，实现可控放大

三极管的另外一种常用的放大电路是带有偏置电压的，其电路如图2．1所示：

图2．1 放大原理图／偏置电压

该电路中，我同样将其静态工作点设为Ib＝200uA、Vce＝6V。根据偏置电压的设计规则，在使用电阻分压给做电压偏置时，需要将偏置网络的电流设置为静态电流的10倍左右，这表明偏置网络流过的电流约为2mA，由此可得偏置网络的两电阻值为3K，使其偏置电压为6V。

该电路的输出电压满足：

Vc＝12－Ic·Rc   （1）

其中：Ic＝（Vb－0．7）／Re；  （2）

Vb＝Vin＋6；   （3）

则：Vc＝12－（Vin＋5．3）＊Rc／Re；     （4）

根据式（4），可知该电路的输出电压Vc由输入信号Vin以及Rc与Re的比值决定。即电路的输出Vc与输入信号Vin成反比关系，同时Vc的变化量是Vin变化量的Rc／Re倍。利用该结论，说明图2．1的原理图是可以实现信号的可控性放大的。

于是我在仿真中同样给电路加入100mv／50Hz的交流信号，结果如下所示：

图2．2 仿真结果1

图2．2，可以看到输出信号基本没被放大。这是因为此时Rc与Re的比值约为1，所以信号几乎没有被放大。于是我将Rc电阻设为300R，仿真结果如下：

图2．3 仿真结果2

理论上，该电路会对该信号进行约为3倍放大，即信号幅值可达到300mA左右。可是由结果可知，该电路并没有进行理论性放大，同时还出现了底部失真现象，这使结论变成了谬论。

3、三极管的放大－有偏置电压，实现可控放大（正确设计）

经过了仔细的分析，发现在第二节中的结论其实是正确的。这也就意味着问题出现在仿真过程中。

经过推敲，我发现在对电路2（图2．1）的参数计算中，误解了其中的一个参数——将Vce看成为Vc；

由于这个原因，我在设计偏置网络的时候，理所当然地将偏置电压设置在Vcc／2（即6V）上，如图所示：

图3．1 偏置网络设为6V

这时三极管的e极即为5．3V。在第一节中已经提到过，此时的流过三极管ce极的电流为45mA，于是我也很理所当然地，利用R＝U／I，求出Re＝117R。最后在根据电阻分压的原理，即Vc ＝ Vcc －Rc＊Ic ＝ 6V，求得Rc的值为130R。

其实三极管工作在放大区的实质，就是三极管的ce极电压｜Vce｜＞ 0．3V；＜Vcc｜的工作状态。而设置三极管的静态工作点，实质上就是将Vce（注意这里是C极与e极间的电压差，不是c极对地的电压）的电压设置在 ｜ Vcc＞Vce ＞ 0．3V ｜ 区间中。当其处于该区间的中间值时，在放大过程中，三极管就不容易进入饱和区或者截止区，即实现最大的信号放大。同时，该放大过程满足于第二节的结论。

根据上述，由于在图3．1的参数设计中可以看到。由于我将Vce看成为Vc，此时设置的静态工作点，其Vce实质是等于0．7V，如图3．2所示

图3．2 实际电压分布图

由于此时三极管的Vce＝0．7V，即此时三极管是处于饱和的临界状态。所以只要输入信号大一些，或者Rc与Re的比值稍大，都会导致放大结果失真。

而对于图2．2中，其放大结果没有产生失真的原因，就是因为输入信号为100mA，而此时的放大倍数也约为1。又因为此时三极管距离饱和区有0．7－0．3＝0．4V的电压放大范围，所以可以输出完整的波形。

根据上述的结果，我重新设计电路参数，电路图如下所示：

根据输出结果，验证了第二节中的结论。即三极管的放大满足：

Vc＝12－（Vin＋5．3）＊Rc／Re；